同步整流工作原理：
从同步整流原理图中可以看出，整流管VT3和续流管VT2的驱动电压从变压器的副边绕组取出，加在MOS管的栅G和漏D之间，如果在独立的电路中MOS管这样应用不能完全开通，损耗很大，但用在同步整流时是可行的简化方案。由于这两个管子开关状态互琐，一个管子开，另一个管子关，所以我们只简要分析电感电流连续时的开通情况，我们知道MOS管具有体内寄生的反并联二极管，这样电感电流连续应用时，MOS管在真正开通之前并联的二极管已经开通，把源S和漏D相对栅的电平保持一致，加在GD之间的电压等同于加在GS之间的电压，这样变压器副边绕组同铭端为正时，整流管VT3的栅漏电压为正，整流管零压开通，当变压器副边绕组为负时，续流管VT2开通，滤波电感续流。栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。
同步整流的基本电路结构：
功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
PS7516和PS7616是锂电池升压输出5V1A,2A的同步整流升压经典IC，FP6717，FP6716也是锂电池升压输出5V3A，5V2A中的佼佼者。
为什么要应用同步整流技术：
电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。
开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
举例说明，笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%～40%）PO，占电源总损耗的60%以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。
同步整流比之于传统的肖特基整流技术可以这样理解：
这两种整流管都可以看成一扇电流通过的门，电流只有通过了这扇门才能供负载使用。
传统的整流技术类似于一扇必须要通过有人大力推才能推开的门，故电流通过这扇门时每次都要巨大努力，出了一身汗，损耗自然也就不少了。
而同步整流技术有点类似我们通过的较高档场所的感应门了：它看起来是关着的，但你走到它跟前需要通过的时候，它就自己开了，根本不用你自己费大力去推，所以自然就没有什么损耗了。
通过上面这个类比，我们可以知道，同步整流技术就是大大减少了开关电源输出端的整流损耗，从而提高转换效率，降低电源本身发热。
能量再生与同步整流：
在开关管V导通时，变压器接收的电能除了磁化电流外都将传送到输出端。而管V关跃的反激作用期间，导向二极管D2用反偏置故不可能有钳位作用或能量泄放的回路。磁化能量将会产生较大的反压加在开关管的集一射极之间。为了防止高反压的产生，设置了“能量再生绕组”P2，由绕组△经过二极管D，，使存储的能量反馈回直流电源Ui中。只要满足Wp1=Wp2的关系，D1流过电流时Up2=Ui，则开关管V上承受的集一射极电压为2Ui。
为了避免在P1和P2绕组之间存在的漏电感过大，和因此而在开关管集电极上产生过高的电压，一般采用初级绕组P1与能量再生绕组P2双线并绕的方法。在这种配置中，二极管D1接在能量再生绕组如图所示的位置是非常重要的。原因是双线并绕引起的内部杂散电容Cc是在开关管V的集电极与绕组P2和D1连接点之间的寄生电容。按照图中的接法是有优点的，如在开关管V导通时，由于二极管D，反向而隔开了集电极，没有任何的电流在V瞬时导通时流进电容Cc中（注意，绕组P1和P2的非同铭端同时变负，而且Cc的两端电压不会改变）。但是在反激期间，Cc提供开关管V的钳位作用，任何过电压的趋势都会引起Cc流过电流，而且经过D，反馈到电源线上。如果寄生电容不够大，只靠P1、P2绕组磁耦合，钳位电压超值时，常常可以在%位置加外接电容补充以改善它的钳位作用。然而，如果电容值过大时，会使得输出电压线上有输人电压叽纹波频率调制的电压分量，所以要小心地选用附加电容Cc的值。
在开关管V导通时，输入电压Ui加在（Lp+LLT）上，由于D2反偏置阻止C2的充电，所以Uc2≈0。当开关管V关断时，由于反激作用，V的集电极电压Uc快速上升，但由于砀此时受正偏压而导通，使V电流被C2、R1分流，Uc电压逐渐上升，即U（电压也是逐渐上升，而且钳位在2Ui数值上。从而把Uc上升的尖峰电压的顶部消去，如虚线所示的脉冲尖峰。
在一个周期剩下的时间里，随着R1放电电流的减小，C2上的电压降会返回到原来值。多余的反激电能，被消耗在R1上。此钳位电压是自跟踪的，在稳态工作时，因为C2上的电压会自动地调整，直到所有多余的反激电能消耗在R1上。如果在所有其他情况下，都要维持某一恒定钳位电压时，则可以通过减小R1值或漏电感Lyp的值，来抑制钳位电压的升高趋势。
不能把钳位电压设计得太低，因为反激过冲电压也有有用的一面。在反激作用时，它提供了一个附加强制电压值来驱动电能进入到次级电感。使变压器次级的反激电流迅速增加。提高了变压器的传输效率，同时也减小了电阻R）上的损耗。这对于低压大电流输出是很有意义的。
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